全文摘要
本实用新型公开了一种补偿高频增益的达林顿电路，包括晶体管Q1和Q2、偏置网络和偏置电路，所述晶体管Q1的基极连接基极偏置端DCbias，同时通过电容DCblock1连接交流输入端RFin；晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的基极，同时通过偏置网络接地；晶体管Q1的集电极与晶体管Q2的集电极共结，并通过RFC连接集电极偏置端VCC，通过依次串联的电容DCblock2和负载阻抗ZL接地；在晶体管Q1集电极上串接具有相位补偿功能的时延网络，使得Q1的输出信号经过所述时延网络后与晶体管Q2的集电极输出信号相位相同。本实用新型在晶体管Q1集电极上连接具有时延功能的网络，使得其具有相位补偿功能，使得Q1的输出信号经过该时延网络后可以与Q2的输出信号相位相同，以得到最大的信号增益。
主设计要求
1.一种补偿高频增益的达林顿电路，包括晶体管Q1和Q2、偏置网络和偏置电路，所述晶体管Q1的基极连接基极偏置端DCbias，同时通过电容DCblock1连接交流输入端RFin；晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的基极，同时通过偏置网络接地；晶体管Q1的集电极与晶体管Q2的集电极共结，并通过扼流网络连接集电极偏置端VCC，通过依次串联的电容DCblock2和负载阻抗ZL接地；其特征在于：在晶体管Q1集电极上串接具有时延功能的时延网络，使得Q1的输出信号经过所述时延网络后与晶体管Q2的集电极输出信号相位相同。
设计方案
1.一种补偿高频增益的达林顿电路，包括晶体管Q1和Q2、偏置网络和偏置电路，所述晶体管Q1的基极连接基极偏置端DCbias，同时通过电容DCblock1连接交流输入端RFin；晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的基极，同时通过偏置网络接地；晶体管Q1的集电极与晶体管Q2的集电极共结，并通过扼流网络连接集电极偏置端VCC<\/sub>，通过依次串联的电容DCblock2和负载阻抗ZL<\/sub>接地；其特征在于：
在晶体管Q1集电极上串接具有时延功能的时延网络，使得Q1的输出信号经过所述时延网络后与晶体管Q2的集电极输出信号相位相同。
2.根据权利要求1所述的补偿高频增益的达林顿电路，其特征在于：所述时延网络采用电容、电感、传输线、有源器件中的一种或组合。
3.根据权利要求1所述的补偿高频增益的达林顿电路，其特征在于：所述时延网络为一段传输线TL，特征阻抗为Z0，电长度为θ＝βl。
4.根据权利要求1所述的补偿高频增益的达林顿电路，其特征在于：所述扼流网络采用电感、传输线中的一种或组合。
5.根据权利要求3所述的补偿高频增益的达林顿电路，其特征在于：所示偏置网络采用电阻、电容、电感、有源器件的一种或组合，为晶体管Q2提供合理偏置，同时进行阻抗匹配以及频率补偿。
6.根据权利要求1所述的补偿高频增益的达林顿电路，其特征在于：所述的晶体管Q1和Q2，采用单极型晶体管或双极型晶体管。
设计说明书
技术领域
本实用新型涉及三极管驱动电路，特别涉及一种补偿高频增益的达林顿电路。
背景技术
达林顿复合管结构具有高电流增益、高输入阻抗、大带宽等特点，常用于设计宽带放大器。以BJT\/HBT晶体管为例，达林顿复合管结构如图1所示，由晶体管Q1和Q2组成，Q1采用射极跟随器连接方式，其发射极与Q2的基极相连。
在低频时，Q1的集电极电流ic1<\/sub>＝(1+β1<\/sub>)ib1<\/sub>；Q2的集电极电流ic2<\/sub>＝(1+β2<\/sub>)ib2<\/sub>，其中ib2<\/sub>＝β1<\/sub>ib1<\/sub>；达林顿电路的输出电流iout<\/sub>＝-ic1<\/sub>-ic2<\/sub>＝-(1+β1<\/sub>)ib1<\/sub>-(1+β2<\/sub>)β1<\/sub>ib1<\/sub>＝-(β1<\/sub>+β2<\/sub>+β1<\/sub>β2<\/sub>)ib1<\/sub>。
随着频率的升高，晶体管的寄生电容对电路的影响不能忽略。为方便分析，假设晶体管Q1和Q2的性能参数一样，并且基极到发射极的信号时延为θe，基极到集电极的信号时延为θc。则ic1<\/sub>＝(1+β1<\/sub>)ib1<\/sub>e-jθc<\/sup>，ic2<\/sub>＝(1+β2<\/sub>)ib2<\/sub>e-jθc<\/sup>，其中ib2<\/sub>＝β1<\/sub>ib1<\/sub>e-jθe<\/sup>。可以看出，ic1<\/sub>和ic2<\/sub>存在相位差异e-jθe<\/sup>，在输出端并不能实现最大的信号增益。
传统达林顿电路结构如图2所示，电路由晶体管Q1和发射极电阻R1、晶体管Q2和偏置电路组成，ZL<\/sub>为负载阻抗，电容DCblock1和DCblock2起到隔直流的作用，电感RFC起到隔交流的作用，RFin为交流输入端，基极偏置由DCbias提供，集电极偏置为VCC。其交流等效电路如图3所示，其中Cb'e<\/sub>为基极-发射极电容，rb'e<\/sub>为基极-发射极电阻，gm<\/sub>为跨导。
具体分析时，电路满足如下假设：
1、电路处于线性系统中，符合叠加原理；
2、Q1和Q2的偏置状态相同、本征参数相同,即gm1<\/sub>＝gm2<\/sub>＝gm<\/sub>，rb'e1<\/sub>＝rb'e2<\/sub>＝rb'e<\/sub>，Cb'e1<\/sub>＝Cb'e2<\/sub>＝Cb'e<\/sub>；
3、晶体管的本征交流等效模型仅考虑输入电容Cb'e<\/sub>，忽略基极体电阻rb'b<\/sub>和集电极-基极电容Cb'c<\/sub>。
可以得到
则，Q1和Q2的集电极输出电流io1<\/sub>和io2<\/sub>的输出电流相位差异为arctan(ωCb'e<\/sub>)-arctan(ωCb'e<\/sub>\/gm<\/sub>)。
实用新型内容
本实用新型目的是：为了补偿高频增益，在晶体管Q1集电极上连接具有时延功能的网络，使得Q1的输出信号经过该时延网络后可以与Q2的输出信号相位相同，在高频时得到最大的信号增益。具有时延功能的网络可以包括电容、电感、传输线、有源器件以及它们的组合。
根据上述思路，本实用新型的技术方案：
一种补偿高频增益的达林顿电路，包括晶体管Q1和Q2、偏置网络和偏置电路，所述晶体管Q1的基极连接基极偏置端DCbias，同时通过电容DCblock1连接交流输入端RFin；晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的基极，同时通过偏置网络接地；晶体管Q1的集电极与晶体管Q2的集电极共结，并通过扼流网络连接集电极偏置端VCC<\/sub>，通过依次串联的电容DCblock2和负载阻抗ZL<\/sub>接地；在晶体管Q1集电极上串接具有时延功能的时延网络，使得Q1的输出信号经过所述时延网络后与晶体管Q2的集电极输出信号相位相同。
优选的，所述时延网络采用电容、电感、传输线、有源器件中的一种或组合。
优选的，所述时延网络为一段传输线TL，特征阻抗为Z0，电长度为θ＝βl。
优选的，所述扼流网络采用电感、传输线中的一种或组合；
优选的，所示偏置网络采用电阻、电容、电感、有源器件的一种或组合，为晶体管Q2提供合理偏置，同时进行阻抗匹配以及频率补偿。
优选的，所述的晶体管Q1和Q2，采用单极型晶体管或双极型晶体管。
优选的，达林顿电路满足三个假设：
(1)电路处于线性系统中，符合叠加原理；
(2)晶体管Q1和Q2的偏置状态相同、本征参数相同,即gm1<\/sub>＝gm2<\/sub>＝gm<\/sub>，rb'e1<\/sub>＝rb'e2<\/sub>＝rb'e<\/sub>，Cb'e1<\/sub>＝Cb'e2<\/sub>＝Cb'e<\/sub>；其中Cb'e<\/sub>为基极-发射极电容，rb'e<\/sub>为基极-发射极电阻，gm<\/sub>为跨导；
(3)晶体管的本征交流等效模型仅考虑输入电容Cb'e<\/sub>，忽略基极体电阻rb'b<\/sub>和集电极-基极电容Cb'c<\/sub>；
根据传输线理论及戴维宁电路定理得到：
vo<\/sub>＝A1<\/sub>(1+Γ0<\/sub>)
v′o1<\/sub>＝A1<\/sub>ejβl<\/sup>(1+Γ0<\/sub>e-j2βl<\/sup>)
v2<\/sub>＝(ii1<\/sub>+gm1<\/sub>ii1<\/sub>Z1<\/sub>-ii2<\/sub>)R1<\/sub>＝ii2<\/sub>Z2<\/sub>
io2<\/sub>＝-gm2<\/sub>v2<\/sub>
其中，
得到：
令βl＝θ，并且考虑到gm<\/sub>rb'e<\/sub>远大于1，rb'e<\/sub>远大于R1，其中R1为偏置网络的等效电阻；可以得到：
Q1和Q2的集电极输出电流io1<\/sub>和io2<\/sub>的输出电流相位差异为：
设计合理的传输线特征阻抗Z0<\/sub>及电长度θ，使其满足：
ωCb′e<\/sub>R1<\/sub>Z0<\/sub>gm<\/sub>-2ω2<\/sup>Cb′e<\/sub>2<\/sup>R1<\/sub>ZL<\/sub>tanθ-2ZL<\/sub>gm<\/sub>tanθ-ωCb′e<\/sub>Z0<\/sub>＝0
使io1<\/sub>和io2<\/sub>相位相同，得到最大的信号增益。
本实用新型的优点是：
本实用新型的达林顿电路为了补偿高频信号增益，在晶体管Q1集电极上连接具有时延功能的网络，使得其具有相位补偿功能，使得Q1的输出信号经过该时延网络后可以与Q2的输出信号相位相同，以得到最大的高频信号增益。
附图说明
下面结合附图及实施例对本实用新型作进一步描述：
图1为达林顿复合管结构原理图；
图2传统达林顿电路结构原理图；
图3传统达林顿电路结构交流等效电路；
图4本实用新型具有相位补偿功能的达林顿电路结构原理图；
图5本实用新型具有相位补偿功能的达林顿电路交流等效电路。
具体实施方式
如图4所示，本实施例的一种补偿高频增益的达林顿电路，包括晶体管Q1和Q2、发射极电阻R1和偏置电路，所述晶体管Q1的基极连接基极偏置端DCbias，同时通过电容DCblock1连接交流输入端RFin；晶体管Q1的发射极连接晶体管Q2的基极，同时通过发射极电阻R1接地；晶体管Q1的集电极与晶体管Q2的集电极共结，并通过电感RFC连接集电极偏置端VCC，通过依次串联的大电容DCblock2和负载阻抗ZL接地；在晶体管Q1集电极上串接具有时延功能的时延网络，使得Q1的输出信号经过所述时延信号后与晶体管Q2的集电极输出信号相位相同。所述时延网络为一段传输线TL，特征阻抗为Z0，电长度为θ＝βl。所述的晶体管Q1和Q2，采用单极型晶体管或双极型晶体管，交流等效电路如图5所示。
具体分析时，该电路同样满足背景技术3条假设：
1、电路处于线性系统中，符合叠加原理；
2、Q1和Q2的偏置状态相同、本征参数相同,即gm1<\/sub>＝gm2<\/sub>＝gm<\/sub>，rb'e1<\/sub>＝rb'e2<\/sub>＝rb'e<\/sub>，Cb'e1<\/sub>＝Cb'e2<\/sub>＝Cb'e<\/sub>；
3、晶体管的本征交流等效模型仅考虑输入电容Cb'e<\/sub>，忽略基极体电阻rb'b<\/sub>和集电极-基极电容Cb'c<\/sub>。
可以得到
则，Q1和Q2的集电极输出电流io1<\/sub>和io2<\/sub>的输出电流相位差异为arctan(ωCb'e<\/sub>)-arctan(ωCb'e<\/sub>\/gm<\/sub>)。
根据传输线理论及戴维宁电路定理得到：
vo<\/sub>＝A1<\/sub>(1+Γ0<\/sub>)
v′o1<\/sub>＝A1<\/sub>ejβl<\/sup>(1+Γ0<\/sub>e-j2βl<\/sup>)
v2<\/sub>＝(ii1<\/sub>+gm1<\/sub>ii1<\/sub>Z1<\/sub>-ii2<\/sub>)R1<\/sub>＝ii2<\/sub>Z2<\/sub>
io2<\/sub>＝-gm2<\/sub>v2<\/sub>
其中，
得到：
令βl＝θ，并且考虑到gm<\/sub>rb'e<\/sub>远大于1，rb'e<\/sub>远大于R1，其中R1为偏置网络的等效电阻，偏置网络可以为一个电阻R1；可以得到：
Q1和Q2的集电极输出电流io1<\/sub>和io2<\/sub>的输出电流相位差异为：
可以发现，当电路工作频段、器件的特性参数以及负载阻抗都确定的前提下，设计合理的传输线特征阻抗Z0<\/sub>及电长度θ，使其满足：
ωCb′e<\/sub>R1<\/sub>Z0<\/sub>gm<\/sub>-2ω2<\/sup>Cb′e<\/sub>2<\/sup>R1<\/sub>ZL<\/sub>tanθ-2ZL<\/sub>gm<\/sub>tanθ-ωCb′e<\/sub>Z0<\/sub>＝0
使io1<\/sub>和io2<\/sub>相位相同，得到最大的信号增益。
上述实施例只为说明本实用新型的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本实用新型的内容并据以实施，并不能以此限制本实用新型的保护范围。凡根据本实用新型主要技术方案的精神实质所做的修饰，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。
设计图
相关信息详情
申请码:申请号:CN201822269263.9
申请日:2018-12-29
公开号:公开日:国家:CN
国家/省市:32(江苏)
授权编号:CN209402482U
授权时间:20190917
主分类号:H03F 3/19
专利分类号:H03F3/19;H03G3/30
范畴分类:38J;
申请人:苏州英诺迅科技股份有限公司
第一申请人:苏州英诺迅科技股份有限公司
申请人地址:215123 江苏省苏州市工业园区林泉街399号东南大学三江院515-1
发明人:高怀;田婷;丁杰;王锋;蔡士琦
第一发明人:高怀
当前权利人:苏州英诺迅科技股份有限公司
代理人:范晴
代理机构:32103
代理机构编号:苏州创元专利商标事务所有限公司
优先权:关键词:当前状态:审核中
类型名称:外观设计