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摘要：本规范介绍了一种DC/DC变换电路，该电路采用LLC谐振变换形式，并且几乎全负载范围实现ZVS；额定输出态可设计在谐振频率，正弦电流波性有利于EMI的设计；副边不用体积较大的差模电感进行滤波，谐振电路PFM调频控制方式，作为天生的抖频设计。
关键词：励磁；谐振；LLC；半桥
以下是对不对称半桥LLC串联谐振变换器的工作过程的分析。如下图为LLC谐振变换器原理图，在分析过程中，输出电容被认为无穷大，并且暂时忽略输出EMC滤波器；主开关具有反向并联的体二极管。对于LLC工作过程的分析，我们分为Ⅰ区和Ⅱ区两个部分，按照工作频率的不同，Ⅰ区工作于频率段，Ⅱ区工作于，本文只针对Ⅰ区进行说明。
这种模式开始于Q2在t0时刻关断。在这个时刻，谐振电感Lr电流为反向，流经Q1的体二极管，从而为Q1创造了ZVS的条件。在t0~t1时间段内，Q1的驱动信号应当给出，否则，谐振电感电流谐振到正向后，将会给Q1的结电容充电而失去ZVS条件。当然，也要考虑实际电路中和死区的配合，及器件参数的适当设计。这在后面主电路参数设计部分将要提到。当谐振电感电流流经Q1的体二极管时，输入电压开始给谐振回路提供能量，使谐振电流正向增加（对应此段表现为谐振电流负向绝对值减小）；并且，谐振电流增加的斜率高于，故变压器励磁电感在原边产生的感应电压由于在副边被输出恒压Vo钳住而固定为nVo（此时励磁电流为负，变化率为正），谐振电流中除励磁电流外的成分作为负载电流传递到副边，方向为正，因此，在正向增加的励磁电流作用下，副边整流二极管DR1导通。
Mode2(t1~t2):
在t=t1时刻，Q1开通，输入电压通过LrCr谐振环节向负载传输能量，此时整流二极管DR1已经导通，励磁电流im继续线性上升，并且过零反向继续上升；由于副边恒压源的钳位作用，其励磁电压为输出侧折算到原边的恒定电压，即，式中Vo为输出电压，Vm为励磁电感两端电压。而励磁电流和输出电压的关系满足下式，式中为励磁电流线性上升斜率。谐振电流ir流经Q1、Lr、Cr和变压器原边，并以正弦形式谐振[1]。流经整流二极管DR1的电流折算到原边为谐振电流和励磁电流之差。由于开关频率f<fr，当谐振电流流经半个谐振周期时，Q1仍然开通。当谐振电流ir下降到和励磁电流im相等的t2时刻，设此时励磁电流为,则稳态时有以下关系式成立：
此时，Lr、Cr继续谐振下去的话，总的谐振电流将会小于励磁电流，也就意味着励磁电流不能够再正方向继续增加。这样，励磁电流上升斜率的丧失，也就意味着变压器副边由于感应电压低于输出恒定电压nVo而不能够再导通DR1，原边已经不能为副边提供能量，副边整流二极管DR1电流过零关断。
Mode3(t2~t3):
充放电的结果，使得Q1的Vds升高为输入电压，Q2的Vds减小到零，则Q2的体二极管D2在ir的持续作用下自然导通。由于谐振电流的减小，副边整流二极管DR2导通，励磁电感Lm的电压再次被输出电压钳位。此时谐振只发生在Lr和Cr之间，励磁电流im线性下降。这种模式下的第一种工作状态结束。
在t3时刻之后将Q2导通，但t3时刻Q2中并无电流流过；整流二极管DR2导通，励磁电流im继续线性下降，谐振电流ir过零后才正式流经Q1，并以正弦形式逐渐负向增加。此模态第2个工作状态开始。
此时Q2为ZVS开通，输入电压通过LrCr谐振环节向负载传输能量。与t0时刻相同，此时谐振电容Cr取代输入电压作为能量源头，以Lr、Cr谐振的方式，减小正向谐振电流，增大负向谐振电流；与t0时刻同理，整流二极管DR2仍然在导通，继续为负载提供能量。流经整流二极管的电流折算到原边仍然为谐振电流和励磁电流之差。由于开关频率f<fs，当谐振电流流经半个周期的谐振时，Q2仍然开通。当谐振电流ir下降到励磁电流im时整流二极管DR2电流过零关断，t4~t5与t2~t3对应相似。
参考文献
[1]贾世江,肜连超.半桥LLC谐振变换器的研究[J].中国化工贸易,2012(6):201-202..
[2]南文锐.半桥LLC谐振电路设计与研究[J].数字技术与应用,2017(6):161-161.